第232章 發生器【文科生勿點】（2/2）

圖1為本領域已知的高壓電源拓撲；

圖2為根據本發明的一個實施例，採用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不可控整流器50採用工頻變壓器42次級兩繞組分別整流，高頻不可控整流60採用高頻變壓器44次級兩繞組分別連接2級整流器，並串聯在一起；

圖3為根據本發明的一個實施例，採用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不可控整流器70採用2級整流器，高頻不可控整流器80採用4級整流器；

圖4為逆變器40的5種工作狀態，1-逆變器40的輸出電壓，2-串聯諧振電路的諧振電流。其中，i-2正向諧振，ii-2反向諧振，iii-自由諧振，iv-1正向諧振，v-1反向諧振；

圖5為輸出電壓給定值的理想上升曲線，1-理想給定值上升曲線，2-仿真得到的高壓直流電壓輸出曲線；

具體實施方式

如圖1所示，本領域內公知的高頻高壓直流電源100的拓撲。高壓直流電源100使用了三級功率電路，以將電網中的三相交流電壓11轉換為可調節的穩定高壓直流電壓17。電網的三相交流電壓11經可控整流電路30，及較大容量的電解電容52，得到逆變器10的直流母線電壓13。可控整流電路30採用pam控制策略可根據輸出的高壓直流電壓17連續地調節直流母線電壓13。此處可控整流晶閘管是有開關損耗的，只是開關頻率低，損耗很小。也正因為開關頻率低，可控整流電路30的輸出響應很慢，不易頻繁調整輸出直流母線電壓13。

直流母線電壓13到高頻交流高壓15是通過逆變器10、串聯諧振電路和高頻升壓變壓器26實現的。逆變器10由四個全控開關管各反並聯一個二極體組成，外加電容22與變壓器26的漏感組成串聯諧振電路，如果漏感不夠，可外加一個電感24。逆變器10輸出的高頻脈衝電壓經串聯諧振電路，輸入到變壓器26中的是正弦電壓及電流，經過變壓器26的升壓作用就得到了高頻交流電壓15。逆變器10常採用pwm和pfm的控制策略，可連續跟蹤輸出電壓17的變化，雖然採用了諧振軟開關技術，在開關管開通時或關斷時仍會產生一次開關損耗，較硬開關的損耗降低了一半以上。高壓直流電源中的整流電路一般採用多級整流器20，可以使得整流二極體和電容的耐壓值降低，體積減小。由於對高頻交流電壓15整流，多級整流器20採用快速整流二極體。此處的快速整流二極體並不是在電流過零點導通，各級整流電路依次導通，二極體會產生較大的開關損耗，使得高壓直流電源100的整體效率降低。

如圖2所示，根據本發明的一個實施例的高壓直流電源200拓撲。逆變器40增加了一個全控開關管28，若開關管28斷開，逆變器40的結構和逆變器10相同。直流母線電壓23處增加一個電容組，採用兩個電容組串聯的方式。考慮到電容組36和38的均壓充電，前端可採用變壓器42、不可控整流器46和48實現。變壓器42的初、次級繞組匝數比1:1，次級兩個繞組，產生相同的電壓經過不可控整流器46和48對兩個電容組36和38充電，可保證串聯電容組的均壓充電。待充電完成，逆變器40開始工作，直流母線電壓23無法調節。

如圖3所示，逆變器40增加了開關管28，可輸出5種脈衝電平，5種脈衝電平的值固定不變，只是離散的5個值。開關管2、4、6、8、28隻在諧振電流過零點時切換，因此開關頻率固定，為諧振頻率。逆變器40的工作狀態有5種，分別稱為2正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和2反向諧振。5種狀態的作用周期也固定，為諧振周期一半的整數倍，也可以使5種狀態的工作周期在升壓階段和穩定階段選用不同的值，但都是諧振周期一半的整數倍。

5種狀態的開關導通方式為：（1）諧振電流為正時，2正向諧振是導通開關管2和8；諧振電流為負時，2正向諧振是導通開關管4和6。（2）諧振電流為正時，1正向諧振是導通開關管28和8；諧振電流為負時，1正向諧振是導通開關管28和6。（3）諧振電流為正時，自由諧振導通開關管2或8，導通開關管2與二極體16使得串聯諧振電路形成迴路，導通開關管8與二極體14使得串聯諧振電路形成迴路；諧振電流為負時，自由諧振導通開關管4或6，導通開關管4與二極體18使得串聯諧振電路形成迴路，導通開關管6與二極體12使得串聯諧振電路形成迴路。（4）不管諧振電流是正或負，1反向諧振是導通開關管28，諧振電流為正時，開關管28與二極體16使得串聯諧振電路向電容組36回饋電能；諧振電流為負時，開關管28與二極體8使得串聯諧振電路向電容組38回饋電能。（5）不管諧振電流是正或負，2反向諧振是關斷開關管2、4、6、8和28。當諧振電流是正時，二極體14和16導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能；當諧振電流為負時，二極體12和18導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能。

逆變器輸出狀態概括為正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振，直流母線給串聯諧振電路和負載提供電能，負載電壓17會升高。直流母線電壓越高，輸出的功率越大，串聯電路存儲的電能就越多，負載電壓17上升的幅度就越大；自由諧振，存儲在串聯諧振電路的電能向負載供電，由於負載的消耗，負載電壓17必然會下降，只是下降幅度較小；反向諧振，存儲在串聯諧振電路中的電能不僅向負載供電，還將電能回饋給直流母線，負載電壓17必然下降，而且幅度較大。因此，如果直流母線電壓所提供的功率恰好等於負載的消耗，那麼負載電壓將無波動，保持不變。然後直流母線電壓不易頻繁改變，會造成整個高壓直流電源的不穩定，諧波大大增加，帶來更多的危害。因此，逆變器40輸出的脈衝電平越多，負載電壓17的波動必然越小，採用9電平逆變器時，輸出電壓17的波動極小，可以滿足對電能質量需求極高的設備，再繼續增加電平，效果不再明顯，反而增加硬體電路的複雜度。

直流母線電壓23、串聯諧振電路存儲的電能和輸出電壓17之間存在一定的對應關係，決定5種狀態的選擇。可建立仿真模型，繪製給定電壓值與測量值17的差值與5種狀態在不同電容電壓32下的曲線，實施時採用比較法確定狀態輸出即可。逆變器40硬體電路簡單，可輸出5電平，只是需要採集電容電壓32，輸出電壓17和分辨諧振電流34的過零點，對信號採集電路要求較高，控制處理器的速度要夠快。但是由於算法和控制簡單，採用中低端cpld/fpga都可以實現。

圖1中的多級整流器20的各級整流器導通不一致，由於是高頻高壓整流，快速整流二極體的導通和斷開會造成較大的電能損耗，影響了快速整流二極體的使用壽命，也影響了電容組充電的均壓，使得輸出電壓17的質量和穩定性降低。高頻變壓器44的次級採用兩繞組，次級繞組與初級繞組的匝數比降低為變壓器26的一半，而變壓器44的升壓倍數不變，總體繞組的匝數不變，因此所占體積相同。多級整流器60是根據本發明的一個實施例，採用兩個兩級整流器串聯的形式，其中的各級整流器的輸出電流波形完全相同，很好地實現了電容的均壓充電，而且快速整流二極體在電流為零時導通或關斷，因此未產生整流開關損耗，進一步提高了高壓直流電源200的效率。

如圖4所示，根據本發明的另一個實施例的高壓直流電源300的拓撲。其中，改變了逆變器40的直流輸入電壓電路，不需要變壓器，直接採用高壓直流電源200拓撲中快速不可控整流電路。電網的頻率較低，因此不可控整流電路70中可選用一般的整流二極體，為了提高輸出直流電壓質量，電容組36和38的容量要足夠大，同時整流電路70也無開關損耗。高頻變壓器26未作改變，採用單個四級整流器80，升壓倍數並未改變，四級整流器80的結構無整流損耗，各整流器之間連接的電容器容量關係較為複雜，不易選擇。逆變器結構及其控制方式相同，高壓直流電源300可實現高壓直流電源200的相同性能。

如圖5所示，根據高壓直流電源200的升壓過程。逆變器40輸出的5種狀態作用周期固定，通過5種狀態的切換改變輸出電壓17，若輸出電壓給定值直接設置為目標值，這種離散的控制方式必然會導致升壓階段的超調。因此，輸出電壓給定值在升壓階段必須逐漸升高，直到達到目標值。在限制電容電壓32和諧振電流34的條件下，設計了輸出電壓給定值不斷升高的曲線。正向諧振使得輸出電壓升高，自由諧振使得輸出電壓較小降低，反向諧振使得輸出電壓較大幅度降低，給定電壓計劃曲線正基於此點。在輸出電壓未達到目標值的95%，給定電壓按照最快的速度上升，即2正向諧振使得輸出電壓升高的幅度。若電容電壓32和諧振電流34超過限制值，接下來的狀態設置為自由諧振，儘量避免反向諧振狀態。輸出電壓達到目標值的95%以後，若電容電壓32和諧振電流34超過限制值，接下來的狀態設置為反向諧振，儘量避免2正向諧振，用1正向諧振使得輸出電壓較緩慢上升到目標值。圖5中的曲線2即是輸出電壓上升的理想曲線，輸出電壓的實際上升曲線並沒有較好地跟蹤理想曲線，是因為對電容電壓32和諧振電流34的限制，以避免過高的電壓或電流導致逆變器40的開關管損耗。

雖然已經在此圖解和說明了本發明的特定特徵，但是本領域內的技術人員可以進行許多修改和改變。因此，應當明白，所附的權利要求意欲涵蓋落入本發明的真實精神的所有這些修改和改變。